STABILITE DES OSCILLATEURS LC

Pour des fréquences de 3 à 30 MHz

Olivier ERNST F5LVG

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Mise à jour 2023      ENGLISH

Les livres d'électronique, comme les sites internet, contiennent en général de nombreuses informations sur les amplificateurs. À l'inverse, le sujet des oscillateurs est abordé superficiellement et les montages réalisés sont conçus empiriquement à partir de "recettes de cuisine" (W. Hayward, W7ZOI, introduction to radio frequency design, ARRL). Ce manque d'information concernant les oscillateurs est dû à la difficulté théorique du sujet qui ne peut être abordé correctement par des approximations d'électronique linéaire.

Pour le radioamateur ce sujet est pourtant capital : la démodulation d'une onde phonie en bande latérale unique (BLU = SSB) ou en télégraphie (CW) nécessite un oscillateur. Tout poste radioamateur, même le plus simple, comprend donc au moins un oscillateur dont la stabilité en fréquence, sur une courte période, ne doit pas dépasser 100 Hz, ou mieux 50 Hz la voix devenant désagréable dès ce désaccord en SSB. Les appareils du commerce utilisent actuellement des générateurs numériques DDS (Direct Digital Synthesis) après avoir utilisé de nombreuses années les synthétiseurs de fréquences. Ces techniques permettent de générer une fréquence stable, mais sont beaucoup plus complexes à réaliser et nécessitent nettement plus de composants qu’un simple oscillateur basé sur un amplificateur associé à un circuit oscillant formé par une bobine L et un condensateur C.

L’art du radioamateur est d’arriver à réaliser des oscillateurs LC simples ayant une stabilité suffisante en fréquence. Le but de cet article est donc d'exposer les règles qui permettent d'obtenir un oscillateur LC stable en fréquence pour les fréquences inférieures à 20 MHz. Ces règles ont été établies à partir de la lecture d'articles multiples et de 40 années d'expériences dans la fabrication de récepteurs amateurs. Le niveau mathématique ne dépasse pas la règle de 3, les équations du premier degré et les racines carrées. Dix lois sont disséminées dans cet exposé. Les quatre premières décrivent les lois générales sur la stabilité d'un oscillateur. Les lois suivantes (5 à 10) décrivent les principaux points à suivre pour réaliser un oscillateur stable. En fin de l’article, un oscillateur sur 25 MHz adapté à la réception de la SSB sera décrit (dérive en fréquence inférieure à 30 Hz par heure).

Avant d’entrer dans le vif du sujet, voici les 10 commandements qui permettent obtenir un oscillateur stable. Si vous les suivez, les résultats seront au rendez-vous.

1 Accord par une capacité importante (> 1000pF).

2 Pour les condensateurs fixes, n’employer que des condensateurs NPO. Au-dessus de 10 MHz, ne pas employer des condensateurs de plus de 220 pF. Utiliser plusieurs condensateurs en parallèle pour obtenir la valeur désirée.

3 Bobine de qualité : Q élevé, diamètre du fil important, rigidité mécanique, pas de support exotique, pas de noyau de ferrite, longueur égale à la moitié du diamètre.

4 Utiliser une alimentation stabilisée.

5 Éviter au maximum les changements de température. Éloigner de l’oscillateur les composants chauffant de façon notoire.

6 Utiliser des transistors bipolaires (BJT) au silicium avec une fréquence de transition supérieure à 5 GHz.

7 Privilégier le montage Seiler avec une capacité d’accord importante (> 1000 pF) et un pont diviseur formé par trois condensateurs de valeur respective 100 pF, 220 pF et 220 pF.

8 Ne pas charger le circuit oscillant ce qui impose d’employer un étage séparateur à la sortie de l’oscillateur.

9 Ne pas demander de puissance importante à l’oscillateur. Si nécessaire prévoir un ou des étages amplificateurs suivant l’étage séparateur.

10 Concevoir une réalisation mécanique rigide.

1 STABILITÉ D'UN OSCILLATEUR PARFAIT

Figure 1 : circuit oscillant parfait

Figure 2 : Tension aux bornes d'un circuit oscillant parfait en fonction du temps

Soit un circuit oscillant (CO) parfait (figure 1). Si le condensateur est chargé par une tension U, il se décharge dans la bobine qui se décharge ensuite dans le condensateur etc... Une tension sinusoïdale existe alors aux bornes du CO (figure 2). La fréquence (fo) et la pulsation (ωo=2πfo) de cette sinusoïde correspondent à l'égalité d'impédance entre le condensateur et la bobine. On a donc Lωo = 1/Cωo, d'où (ωo)² = 1/LC (formule de Thomson).

Figure 3 : Circuit oscillant réel. Tout branchement du circuit oscillant dans un montage le charge, ce qui est symbolisé par la résistance en parallèle.

Étudions maintenant un circuit oscillant parfait employé dans un montage quelconque. Ce montage amènera fatalement une résistance en parallèle du circuit oscillant (figure 3). Cette résistance correspond, par exemple, à la résistance interne d'un amplificateur. Cette résistance va amortir le circuit et diminuer la fréquence de résonance. En effet, dans un circuit parfait (R = infini), quand le condensateur s'est déchargé de 10% de son énergie, la bobine est chargée à 10% de l'énergie maximum. Par contre, dans le circuit amorti, le condensateur va se décharger à la fois dans la bobine et la résistance. Pour que la bobine ait une charge égale à 10% de l'énergie maximum, il faudra donc que le condensateur se soit déchargé de plus de 10% de son énergie de départ, par exemple 15% (10% de l'énergie chargeant la bobine, et 5% de l'énergie étant dissipée dans R). De ce fait, la bobine met plus longtemps à atteindre 10 % de l’énergie que dans le cas idéal sans perte. Au total, les oscillations sont donc ralenties et la fréquence de résonance diminue. L'amplitude des oscillations diminuera aussi progressivement (Figure 4).

Figure 4 : Évolution de la tension aux bornes d'un circuit oscillant chargé.

Plus la valeur de la résistance de charge sera faible, plus la fréquence des oscillations diminuera. À valeur de résistance égale, cette baisse de fréquence sera d'autant plus importante que la valeur de la capacité est faible. En effet, si C est divisé par deux (et L doublée), le condensateur se déchargera deux fois plus vite dans la résistance. Le résultat est le même que si on avait divisé par 2 la valeur de la résistance. La diminution de la fréquence de pulsation d'un circuit LC chargé (ωp) peut être calculée mathématiquement : (ωp)² = (ωo)² – (1/2RC)². Cette formule confirme que plus un CO est chargé (ou amorti), plus la valeur de la capacité est faible, plus la fréquence de pulsation est petite par rapport à la fréquence de résonance d'un circuit oscillant parfait.

Abordons maintenant le circuit oscillateur. La résistance de charge diminuant progressivement l'amplitude des oscillations, il est indispensable de les amplifier puis de les réintroduire sur le circuit oscillant pour compenser les pertes. Cela équivaut à introduire une résistance négative Rn en parallèle de R. La fréquence des oscillations (fs,ωs) sera alors supérieure à ωo. Reprenons notre exemple. Quand le condensateur s'est déchargé de 15% de son énergie, la résistance en a absorbé 5%. La bobine est donc chargée à 10% de l'énergie de départ à laquelle il faut ajouter l'énergie réintroduite par l'amplificateur, par exemple 7%. La bobine est alors chargée à 17% de l'énergie de départ, alors qu’elle serait chargée à 15% pour un circuit parfait non chargé et 10% pour un circuit amorti. Dans un oscillateur, les transferts d'énergie sont donc accélérés par rapport à un circuit oscillant non chargé, et la fréquence d'oscillation est supérieure à ωo. Dans la formule donnant ωp, il suffit de changer le moins en plus pour obtenir ωs.

Figure 5 : Schéma théorique d’un oscillateur et évolution de la tension aux bornes du circuit oscillant et à la sortie de l’oscillateur.

Cependant les choses ne sont pas si simples... En effet l'amplitude des oscillations devrait croître indéfiniment, ce qui est matériellement impossible. Au bout d'un certain temps, l'amplificateur va être saturé : à partir d'une certaine tension d'entrée, le signal va être écrêté, la charge du CO va alors être fortement augmentée, car la résistance d'entrée de l'amplificateur diminue fortement, le plus souvent par effet diode. Au bout d'un certain temps (théoriquement infini...), les oscillations vont atteindre une amplitude constante (Figure 5). On se retrouve alors dans le cas du circuit oscillant parfait, la fréquence d'oscillation étant passée progressivement de ωs à ωo. La valeur de Rn est alors égale à R du fait de la diminution de R. Ce mécanisme correspond à l'effet de saturation observé dans les oscillateurs.

Le phénomène de saturation des oscillateurs est une plaie pour le radioamateur. En effet, après mise en route d'un oscillateur, sa fréquence baisse progressivement passant de ωs à ωo. Sur un récepteur à conversion directe, les émissions en USB deviennent de plus en plus aiguës, et celles en LSB de plus en plus graves. Pour diminuer ce mécanisme il faut que fs soit la plus proche possible de fo. Il faut donc que le circuit soit le moins amorti possible (R grand), et la capacité d'accord la plus grande possible. Il est aussi souhaitable que l'amplificateur renvoie le minimum d'énergie nécessaire sur le CO de façon à juste compenser les pertes. En théorie, si cette compensation était parfaite, on aurait ωs = ωo, et donc pas de dérive de fréquence. Cependant, un amplificateur n'est jamais parfait et son gain fluctue un peu. Il est indispensable de surcompenser les pertes, et donc ωs > ωo.

Pour résumer cette première partie, retenons qu'après mise en route, un oscillateur baisse progressivement de fréquence (loi 1). Cette diminution de fréquence est d'autant plus faible que le circuit est peu amorti (faible charge) (loi 2), que la capacité d'accord est élevée (loi 3), et que l'amplificateur fonctionne le plus loin possible de la saturation, c'est-à-dire qu'il est réglé en classe A. Il est aussi possible de ne pas brancher l’amplificateur sur la totalité du circuit oscillant (voir le Clapp et le Seiler plus bas), ce qui diminue l’effet de saturation et de variation des paramètres de l’amplificateur.

2 OSCILLATEUR RÉEL

2.1 Dépendance entre la stabilité, la fréquence et la capacité.

Dans un oscillateur réel, les caractéristiques des différents composants varient en cours de fonctionnement. Imaginons que ces modifications aboutissent à une augmentation des capacités parasites de 1% sur un oscillateur accordé sur 7 MHz par une capacité de 100 pF. La formule de Thomson permet de calculer le rapport entre la fréquence de départ (f1) et la fréquence (f2) après augmentation de 1pF des capacités : (f1/f2)² = C2/C1 donc (7/f2)² = 101/100 d'où f2 = 6,965 MHz, soit une baisse de 35 kHz. Si le même oscillateur est accordé sur 14 MHz, il faut que la capacité d'accord soit de 200 pF pour conserver la même variation de fréquence après modification de 1 pF : (14/f2)² = 201/200 d'où f2 = 13,965 MHz soit là encore une variation de la fréquence de 35 kHz.

Ce simple exemple illustre que pour conserver une stabilité constante, la capacité d'accord d'un oscillateur doit être proportionnelle à sa fréquence (loi 4).

En pratique, on réalise relativement « facilement » des oscillateurs LC suffisamment stable en fréquence pour la SSB et la CW sur les fréquences inférieures à 10 MHz. Cela reste possible entre 10 et 20 MHz, mais relativement difficile. Entre 20 et 30 MHz, une stabilité acceptable reste possible, mais est rarement atteinte.

2.2 Du choix des composants du circuit oscillant d'un oscillateur LC (condensateur, bobine).

La stabilité d'un oscillateur repose sur l'emploi d'une capacité d'accord de très forte valeur associée à une bobine à très faible perte.

2.2.1 Capacité d'accord

Pour obtenir une stabilité constante, la valeur de la capacité d'accord doit être choisie en fonction de sa fréquence. Une longue expérience de radioamateur montre que pour obtenir une stabilité suffisante pour pouvoir écouter 10 minutes une station BLU sans retoucher la capacité d'accord (cr), il faut : cr pF > 50 f MHz (loi 5r). Pour un émetteur, il est préférable d'employer une capacité (ce) double : ce pF > 100 f MHz (loi 5e). Il faut ajouter à ces valeurs 20% de capacité ajustable pour régler précisément la gamme couverte.

Cependant une difficulté apparaît. À fréquence égale, plus la valeur d'une bobine est faible, plus son coefficient de qualité est faible, ce qui à une certaine valeur aboutit à une absence d'oscillation. Il existe donc une valeur minimum de bobine à employer, et donc une valeur maximum de la capacité d'accord à adopter pour que le montage oscille. La valeur de la capacité maximum (cmax) à employer avec un circuit bien établi est inversement proportionnelle à la fréquence : cmax pF = k/F MHz (loi 6). K est une constante qui dépend du montage et de l’élément amplificateur. Pour un transistor bipolaire avec Ft > 5 GHz, K = 20000. Pour un tube à grille cadre, avec une pente supérieure à 12 mA/V, k = 10000.

Retenons qu’en pratique plus la capacité du circuit oscillant est importante, plus l’oscillateur sera stable en fréquence. Avec des transistors bipolaires, il est possible de réaliser des oscillateurs LC avec une capacité d’accord de plus de 1000 pF sur 18 MHz.

Au-dessus de 10 MHz, il ne faut pas employer des condensateurs céramiques NPO de plus de 220 pF pour minimiser leur échauffement en fonctionnement et diminuer les pertes RF ce qui facilite les oscillations. Il est donc nécessaire de mettre plusieurs condensateurs en parallèle pour obtenir la valeur de capacité nécessaire.

Mentionnons encore un intérêt à utiliser une valeur de capacité élevée : la diminution de l’effet de main à l’approche des composants de l’oscillateur. En effet, notre main représente une des 2 armatures d’un mauvais condensateur fait avec elle et les composants. Plus le condensateur d’accord sera important, plus la modification de fréquence à l’approche de la main sera faible.

2.2.2 Bobine d'accord (self)

Le secret de la stabilité repose donc sur une capacité d'accord la plus importante possible. Cela impose une valeur de self très faible. Il est indispensable que la résistance de perte de la bobine soit très faible par rapport à l'impédance de la self ou du condensateur pour que le montage puisse osciller. Il faut donc utiliser une self à très faible perte.

En pratique il faut du fil de diamètre de gros diamètre. Pour fixer les idées, dès qu'il y a au moins 5 spires, j'emploie du fil de câblage à isolement PVC de diamètre extérieur du câble est de 1,1 mm, le diamètre du conducteur 0,5 mm, et sa section 0,2 mm². Pour 4 spires et moins, j'utilise du fil électrique 20 A (2,5 mm²). La limite des 2 techniques se situe vers 9 MHz. Les spires sont jointives et je n'emploie aucun mandrin. La bobine terminée, après essais, je colle les spires avec de la super glue (cyanolite). La bobine doit être parfaitement rigide.

Le circuit oscillant d’un oscillateur doit être accordé par une forte capacité. La fréquence de l’oscillation sera donc nettement plus basse que la fréquence de résonance de la bobine (résonance de la bobine accordée par ses seules capacités parasites). Dans ce cas, le meilleur rapport longueur sur diamètre sera de 0,5 (Frederick Terman, Radio Engineers Handbook, McGraw-Hill, 1943, p74). En pratique, la longueur de la bobine ne doit pas être plus importante que son diamètre.

À titre d'illustration, j'ai pu obtenir le battement nul d'un oscillateur sur 20,7 MHz avec un récepteur étalon pendant 3 heures, après plus d’une heure de préchauffage. Il s'agissait d'un oscillateur à tube (6K8) dont le circuit oscillant était constitué de 2 spires de fil 20 A (2,5 mm²) sur un diamètre de 15 mm et le condensateur fixe était un condensateur NPO de 470 pF. La bobine d’entretien de 5 spires utilisait le fil de câblage de 0,2 mm².

La réalisation de bobines interchangeables se fait facilement en utilisant des prises DIN 4 broches. Quelques photos montrent la simplicité de cette technique qui permet d'obtenir des selfs d'excellente qualité pour les fréquences de 3 à 30 MHz. Vous remarquerez que la totalité du circuit oscillant est interchangeable : bobine, capacités fixes, capacité ajustable.  Si un condensateur variable est nécessaire, il ne peut pas être interchangeable.

2.3 Choix du transistor

Pour conserver une bonne stabilité, le transistor doit présenter une résistance d'entrée élevée. Un transistor MOSFET double porte est donc hautement désirable. En effet, l'impédance d'un FET simple porte diminue fortement quand la fréquence augmente. L'impédance d'entrée d'un BF245 à 10 MHz peut ainsi être inférieure à 3 kohm. Il est aussi possible d'employer un transistor bipolaire ayant une fréquence de transition d’au moins 5 GHz. Une résistance de contre-réaction non découplée de 100 à 500 ohms en série avec l'émetteur améliore parfois la stabilité en fréquence du fait d’une augmentation de l’impédance d'entrée (au prix d'une baisse de la pente). Elle n’est pas utile aved des transistors ayant une fréquence de transition dans les GHz.

Dans tous les cas, le transistor devra fonctionner en UHF (loi 7) afin de présenter des capacités parasites les plus faibles possibles, et une impédance d'entrée élevée en HF. Personnellement, j'utilise parfois un MOSFET UHF double porte (BF960), ou, plus souvent un transistor bipolaire BFR90, BFR91A ou BFG541. L'emploi d'un transistor ne fonctionnant pas en UHF, même s'il est prévu pour les VHF (exemple BF981) est un non-sens... Du fait de l'emploi de transistor UHF, il y a risque d'oscillations UHF ajoutées aux oscillations HF. Pour éviter ce phénomène, il suffit de mettre une bobine d'arrêt VHF ou une résistance en série avec le drain (collecteur) du transistor. Cette bobine d'arrêt type VK2OO peut être remplacée par une résistance de 100 ohms pour les FET et 1 kOhm pour les transistors bipolaires.

Lors de l'emploi de MOSFET double porte, il est capital de ne pas oublier de polariser le transistor de façon à permettre une oscillation importante avant le phénomène de saturation. De nombreux montages effectuent cette polarisation en mettant une diode entre la porte 1 et la masse. La polarisation s'effectue alors par le redressement de l'oscillation ce qui entraîne une charge du circuit, et donc une instabilité supplémentaire. Cette diode a été préconisée dans les ARRL Hanbooks pendant plus de 20 ans, avant d'être nettement déconseillée dans l'édition 2000, grâce au travail d'Ulrich Rohde, KA2WEU. Cela rappelle la nécessité pour les radioamateurs de savoir, aujourd'hui encore, sortir des idées préconçues, comme ont su le faire nos aînés. Il est donc préférable d'effectuer la polarisation par une résistance en série avec la source (loi 8). Cette résistance aura la valeur la plus importante possible qui permette l'oscillation du système (1 kohm pour le BF960). Souvent, elle évite l'emploi d'une bobine d'arrêt dans le circuit source (émetteur).

J’utilise souvent des transistors bipolaires. J’ai eu l’occasion d’étudier la stabilité en fréquence d’un oscillateur LC sur 18 MHz employant soit un transistor SS9018 soit un transistor BFR90. La stabilité obtenue était nettement meilleure avec le  BFR90 qu’avec le SS9018 , la dérive étant approximativement diminuée par 3. Cela illustre l’importance d’employer un transistor bipolaire avec la fréquence de transition Ft la plus élevée possible et la capacité collecteur base la plus faible possible. En pratique, il faut employer un transistor bipolaire au silicium avec une fréquence de transition Ft supérieure à 5 GHz (BFR90, BFR91, BFG541, etc.).

2.4 Choix des autres composants

Les condensateurs fixes déterminant la fréquence d'un oscillateur doivent être parfaitement stables en température (NPO). Les condensateurs polystyrène (MKS, ou styroflex) sont onéreux. Les condensateurs céramiques multicouches NPO sont de petite taille et relativement facile à trouver sur internet. Il existe des assortiments de ces condensateurs permettant de concevoir facilement vos montages (Multilayer Ceramic Capacitors Assortment Kit NPO). En dessous de 10 pF, de nombreux condensateurs céramiques sont des NPO.

Les condensateurs ajustables de qualité sont aujourd’hui extrêmement chers. Je les remplace généralement par 2 ou 3 condensateurs fixent NPO en parallèle pour obtenir la valeur désirée.

Les condensateurs variables sont actuellement difficiles à trouver, sauf à utiliser des petits condensateurs plastics prévus pour les récepteurs AM FM. Le modèle 443DF est encore accessible (2X20 pF et 2X120 pF). Ils ne sont pas démultipliés. Il faut donc prévoir un vernier. Il faut sous-diviser les gammes de fréquences en segments d’approximativement 150 kHz pour obtenir un accord réalisable avec le condensateur principal et le vernier.

Les gammes amateurs étant peu étendues, il est possible d'employer des varicaps. La tension doit cependant être extrêmement bien stabilisée. Les diodes forte capacité (1SV149 par exemple) doivent être privilégiées en HF, avec un condensateur en série pour limiter la variation à la valeur désirée. Un potentiomètre 10 tours permet d'obtenir un étalement suffisant. En VHF, pour couvrir le 144, un simple transistor UHF type BFR91a monté en diode (base émetteur ou base collecteur) est satisfaisant. Dans tous les cas, la tension doit être parfaitement régulée.

Les bobines peuvent être fabriquées par tout radioamateur qui possède un grid-dip ou un LC meter (exemple modèle LC200A). Il est déconseillé d'utiliser un noyau magnétique.

2.5 Choix du montage

Figure 6 : Différents types d'oscillateurs.

Du point de vue théorique, tous les oscillateurs se valent presque (figure 6). Il est toutefois déconseillé de choisir des schémas à 2 transistors à cause du déphasage imparfait apporté par chaque transistor. Le plus simple à utiliser avec une bobine de construction OM est l'Hartley. Le Colpitts est encore un peu plus facile du fait de l'absence de prise sur la bobine, la localisation optimale de cette prise étant critique. La valeur résultante des deux capacités du Colpitts doit bien sûr avoir la valeur calculée par la théorie, du fait de leur mise en série.

Le Clapp est encore meilleur, mais plus difficile à mettre au point. Il s'agit en effet de Colpitts dont on rajoute en série entre la bobine et la masse une capacité C3. On a donc un diviseur capacitif entre C3 d’une part, et la résultante C1-C2. Si par exemple C3 est 5 fois plus faible que la résultante C1-C2, les variations de capacités et l’amortissement apportés par le transistor (ou la lampe) seront 5 fois plus faibles. On a donc l’équivalent d’un Colpitts standard avec une capacité d’accord C 5 fois plus élevée que la résultante C1-C2. L’inductance de la bobine devra être 5 fois plus élevée qu’avec le Colpitts standard.

Le Seiler est une autre variation d’emploi d’un diviseur capacitif. Un exemple simple montre facilement l’intérêt de ce montage. Reprenons un oscillateur LC accordé sur 7 MHz avec une capacité de 100 pF. Avec un montage simple comme un Colpitts où le transistor est aux bornes de la totalité du circuit oscillant, une variation de 1 pF amenée par le transistor amène une variation de 35 kHz (voir plus haut). Soit un montage Seiler avec C1=C2=220pF, C3=50pF, et C4=65,625pF. La résultante totale pour la capacité d’accord reste donc de 100 pF. Comme précédemment, le transistor amène une variation de 1 pF aux bornes de C1-C2. La résultante de C1-C2 devient 111 pF au lieu de 110 pF. La résultante de C1-C2-C3 passe de 34,375 pF à 34,472 pF. La capacité d’accord devient égale à 100,097 pF. La variation de la valeur de la capacité d’accord est passée de 1 pF à 01097 pF soit dix fois moins. La variation de fréquence diminue dans les mêmes proportions : 35 kHz à 3,4 kHz. Pour avoir le même effet avec un montage Colpitts, la capacité d’accord devrait être de 1000 pF. Si le condensateur C3 est de 100 pF, la variation de capacité de 1 pF aux bornes du transistor se traduit par une variation de capacité de 0,225 pF aux bornes du circuit oscillant. Signalons que le condensateur variable est placé en parallèle de C4. Le Seiler est relativement facile à mettre au point en conservant une capacité totale d’accord importante (approximativement 1000 pF) et un pont diviseur capacitif modéré (par exemple 100 pF, 220 pF et 220 pF).

La valeur de la résistance entre la porte 1 et la masse est de 220 kohms (non critique). Pour couvrir une bande amateur, je conseille un Seiler. Remarquons qu'il est parfois nécessaire de mettre en série une bobine d'arrêt (L = 1mH) entre la résistance de source et la masse pour les Colpitts, Clapp et Seiler. Cette bobine évite d'amortir le circuit oscillant par cette résistance.

Le circuit pour coupler l'oscillateur à l'étage suivant doit aussi être parfaitement conçu afin de charger au minimum le circuit oscillant. Un étage séparateur en collecteur (drain) commun est généralement requis. Le couplage au circuit oscillant se fait en général sur la prise intermédiaire de la bobine ou des condensateurs C1-C2.

2.6 Effet de la chaleur

Les variations de température provoquent une dilatation ou une rétraction de tous les matériaux. Les caractéristiques des composants, et en particulier leur capacité, changent. Une modification de température entraîne donc une variation de la fréquence d'oscillation. Aucune source importante de chaleur ne doit donc être dans le coffret de l'oscillateur. Les régulateurs de tension doivent être suffisamment éloignés de l'oscillateur. Il est préférable que les alimentations secteurs soient entièrement indépendantes du montage où est employé l'oscillateur.

2.7 Effet de la tension d'alimentation

Une variation de la tension d'alimentation entraîne une variation des capacités internes d'un transistor. La tension d'alimentation d'un oscillateur devra donc toujours être régulée, au moins par une diode zener. Une varicap exigera un deuxième régulateur en série (loi 9). Les circuits intégrés régulateurs "tout fait" conviennent en général fort bien.

2.8 Effet des harmoniques

Les harmoniques d'un oscillateur bien conçu n'interviennent pas en général sur la stabilité d'un oscillateur. Une seule exception existe. Il s'agit des émetteurs dont la fréquence de sortie est un multiple de la fréquence de l'oscillateur. Ce type de réalisation était fréquent sur les émetteurs AM et CW des années 30 aux années 60. Dans ce cas, l'oscillateur local reçoit un retour de la sortie HF qui est une harmonique de forte puissance. L'oscillateur va alors de tenter de se synchroniser sur son harmonique. Certes le rapport entre la fréquence de l'oscillateur et la fréquence de sortie est toujours constant, mais le rapport entre leurs phases varie du fait des circuits oscillants intermédiaires qui ne sont jamais parfaitement accordés. L'oscillateur va donc tenter de se mettre en phase avec son harmonique, en modifiant sa fréquence. La fréquence de sortie varie donc et va de nouveau modifier la fréquence de l'oscillateur. Ce phénomène aboutit à une instabilité en fréquence. La synchronisation sur l'harmonique se fait d'autant plus que le retour HF sur l'oscillateur est important et donc que la puissance de sortie est importante et le feeder d'antenne non blindé (antenne long fil). Pour éviter de telles sources d'instabilité, il ne faut jamais concevoir un émetteur dont la fréquence de sortie est une harmonique de l'oscillateur (loi 10). Il faut donc construire un VFO avec changement de fréquence.

2.9 Réalisation mécanique

La réalisation mécanique doit être rigide. Les fils volants ne devraient pas exister. Les spires des bobines doivent être bien fixées par un peu de colle cyanolite. Il ne devrait jamais y avoir de commutateur sur un circuit oscillateur. S'il est indispensable de changer de gamme, il est préférable de réaliser un oscillateur par gamme et de commuter leur sortie et leur alimentation. Outre l'intérêt d'éviter le problème du commutateur, cela permet d'optimiser l'oscillateur pour chaque gamme. Un coffret métallique pour éviter l'effet de main (variation de la fréquence à l'approche de la main) et les retours HF est quasi indispensable.

2.10 Largeur de bande couverte

Cet exposé montre qu'on obtient un résultat optimum pour une fréquence précise. Il n'est donc pas souhaitable de vouloir couvrir avec une réalisation amateur des gammes larges. Il est préférable de couvrir une faible gamme de fréquence (10% de la fréquence moyenne), ce qui permet, malheureusement, de couvrir sans difficulté les bandes amateurs.

2.11 Choix de la capacité de liaison

Les explications théoriques données dans le paragraphe 1, supposaient que le report d'énergie sur le circuit oscillant était parfaitement en phase avec le signal d'origine présent dans le circuit oscillant. Examinons le schéma de la figure 7a. Dans la plupart des livres, il est conseillé de choisir une capacité de couplage CL la plus faible possible, pour que les modifications d'impédance du transistor en cours de fonctionnement soient négligeables par rapport à l'impédance de CL. Il est exact qu'une faible valeur de CL rend négligeable les variations de fréquences dues, par exemple, aux modifications de la tension d'alimentation du transistor. Par contre, l'expérimentation démontre que plus la valeur de CL est faible, plus la dérive en fréquence en fonction du temps augmente. On obtient donc exactement l'inverse de ce qui était attendu. Ceci s'explique facilement. Soit Ri, la résistance interne entre base et émetteur du transistor. CL est en série avec Ri. Il existe donc un déphasage α aux bornes de Ri tels que α = - arctg (ZCL / Ri). Si l'impédance du condensateur est égale à la valeur de Ri, le déphasage est de 45°. Si la valeur de l'impédance de CL est égale à 0,1 Ri le déphasage est de 5°. Le déphasage atteint 1° pour une valeur de Cl égale à 0.02 Ri. Si le transistor de la figure 7a est un BFR91A, avec un courant collecteur de 1mA, la valeur de Ri est de 1Kohm. A 10 MHz, l'impédance d'un condensateur de 16 pF est de 1Kohm. Si CL est de 16 pF la tension présente sur la base du transistor est déphasée de 45° par rapport au signal initial. Le signal réinjecté sur le circuit oscillant par l'émetteur est donc déphasé (en retard) de 45° par rapport au signal initial. Du fait de ce retard, la fréquence de l'oscillateur diminue. Ce phénomène se poursuit théoriquement durant un temps infini.

La solution consiste à employer une valeur élevée pour CL, en pratique au moins 470 pF (loi 11). Pour diminuer la charge apportée au circuit oscillant par le transistor, il suffit de mettre en série avec l'émetteur une résistance RE de 220 ohms. Dans notre exemple, Ri monte alors à 10 Kohms. Le schéma résultant est donné figure 7b. Remarquons que cette valeur n'aurait pu être obtenue qu'avec CL de 1.6 pF en l'absence de RE. Mais le montage n'oscillerait probablement pas du fait de l'important déphasage (84°).

L'adaptation à un MOSFET est donnée figure 7C. Le plus simple est de supprimer CL et d'utiliser RE pour l'augmentation d'impédance du transistor et pour sa polarisation. Malgré l'importante impédance d'entrée d'un MOSFET, RE reste indispensable. En effet, à la saturation, son impédance diminue fortement, RE permet alors de conserver une valeur acceptable.

Les exemples donnés dans ce paragraphe permettent d'obtenir une stabilité suffisante pour une réception BLU sur 14 MHz, la capacité d'accord du circuit oscillant étant composée d'une varicap, d'un ajustable de 90 pF, et d'une capacité fixe de 220 pF.

Figure 7a, ce qu'il ne faut pas faire : choisir la valeur minimum pour CL afin que le transistor charge le moins possible le circuit oscillant. En effet, une faible valeur de CL entraîne un déphasage important, source d'un glissement de fréquence quasi infini.

Figure 7b, ce qu'il faut faire : choisir une valeur importante pour CL afin de rendre négligeable le déphasage qu'il introduit. La charge apportée par le transistor est diminuée par RE. Remarquez la présence de RL qui sert à éviter les auto-oscillations en UHF, fréquentes avec un transistor UHF. En pratique CL = 470 pF, RE et RL = 220 Ohm.

Figure 7c : adaptation à un MOSFET. Remarquez que G1 est reliée directement au circuit oscillant. La valeur habituelle de RE est 220 Ohm.

Figure 8 : Le montage Seiler permet de brancher le transistor que sur une partie du circuit oscillant du fait du diviseur capacitif C3-C1-C2. Les variations d'impédances du transistor sont donc réduites sur le circuit oscillant. Ce montage qui allie importante capacité d’accord et faible couplage du transistor au circuit oscillant est à conseiller.

Dans les montages Clapp ou Seiler (figure 8) C3 fait partie du circuit résonnant. Les considérations précédentes ne s’appliquent pas. Plus C3 est faible, moins le transistor charge le circuit oscillant, plus l’oscillateur est stable en fréquence. Il existe toutefois une valeur minimum, en dessous de laquelle le transistor n’oscillera pas.

3 Exemple d’une réalisation

J’ai réalisé un récepteur à simple changement de fréquence pour les bandes amateurs 80 40 20 17 et 15 m avec une fréquence FI de 4,5 MHz. Il fallait donc construire un oscillateur local couvrant de 8 MHz (3,5 MHz + 4,5 MHz) à 25,950 MHz (21,450 MHz + 4.5 MHz). Il s’agit d’un récepteur simple, à bobines interchangeables sur fiches DIN.

Le montage choisi est un Seiler. Le transistor bipolaire est un BFR90 ou un BFG541. La résistance de 1kOhm dans le collecteur du transistor sert à éviter les auto-oscillations UHF. Pour les fréquences inférieures à 20 MHz, il faut obtenir une capacité totale d’accord du circuit oscillant supérieure à 1000 pF. Les condensateurs formant le diviseur capacitif pour le couplage au transistor seront de 100 pF, 220 pf et 220 pf. L’alimentation 12V est stabilisée.

Deux condensateurs variables 44DF sont employés. Ces condensateurs ne sont pas démultipliés. Le condensateur principal utilise les 2 cages 20 pF soit 40 pF. Le deuxième condensateur sert d’accord fin (vernier) en utilisant une seule cage de 20 pF en série avec un condensateur fixe de 22 pF. Enfin les bandes amateurs sont subdivisées en 3 sous bandes par un interrupteur à 3 positions qui amène 0 pF 33 pF ou 66 pF en parallèle du condensateur variable de 40 pF. En utilisant des boutons de grande taille (A05 knob) l’accord précis sur une station est possible sur le vernier. Des vis de 2.5 mm (2.5X25) permettent de fixer les boutons sur l’axe des condensateurs variables. Les connexions doivent être les plus courtes possibles.

La quasi-totalité du circuit oscillant est interchangeable sur fiche DIN.Seuls les 3 condensateurs du diviseur capacitif et les condensateurs servant à l’accord ne sont pas interchangeables. Les bobines sont réalisées avec du fil d’installation 20 A (2,5 mm²). Reportez-vous au paragraphe 2.2.2 pour la réalisation pratique des bobines. Le condensateur Ct comprend toute la capacité d’accord fixe formée par plusieurs condensateurs en parallèle. Le condensateur Cs sert à étaler au maximum les bandes amateurs. Il n’y a pas de condensateur ajustable. De multiples essais sont nécessaires pour obtenir le résultat. Les valeurs données dans le tableau seront probablement différentes du fait d’une construction différente. Elles vous donnent un ordre de grandeur.

Photo des circuits oscillants interchangeables de la fréquence la plus élevée à la fréquence la plus basse.

Selon les bandes, l’oscillateur est réglé en dessous ou au-dessus de la fréquence à recevoir (voir le tableau) afin de conserver la valeur minimum de 1000 pF pour l’accord. Les 2 cas ont été réalisés pour le 21 MHz. En routine, le circuit oscillant sur 16,5 MHz est utilisé. Le circuit sur 25,5 MHz a été réalisé afin de tester l’oscillateur au-dessus de 20 MHz. Plusieurs tests ont montré que l’oscillateur sur la fréquence de 25,7 MHz restait au battement nul avec un récepteur étalon pendant plus d’une heure (dérive en fréquence ne dépassant pas 30 Hz). Il n’y aucun effet de main à plus de 5 cm de la bobine. Il n’est donc pas nécessaire de prévoir un blindage autour des circuits oscillants inter changeables. Il suffit que les boutons des condensateurs variables soient à plus de 5 cm.

Olivier ERNST F5LVG

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